배너
닫기

테크노트

배너

전기자동차용 파워트레인에 이용되는 인버터 기술

URL복사
[#강추 웨비나] 차세대 배터리 관리 시스템 "ADI의 6세대 BMS 솔루션으로 산업 및 자동차 분야에 새로운 기준 제시" (7/17)

하이브리드 전기차(HEV), 연료전지차(FCEV), 배터리식 전동차(BEV) 등 자동차의 전동화가 진행되는 가운데 파워트레인에 이용되는 인버터 등의 파워 일렉트로닉스 기술의 중요성이 높아지고 또한 성능이 진화하고 있다. 파워 일렉트로닉스 기술은 많은 응용에서 이른바 원하는 기능을 실현하기 위한 하나의 요소 기술에 지나지 않지만, 그 성능은 많든 적든 응용 시스템의 성능에 영향을 미친다. 그 중에서도 자동차 응용에서는 인버터의 성능(효율이나 중량·체적)이 차량의 항속 거리나 연비, 실내 공간의 넓이 등 응용 시스템의 중요한 성능 지표에 큰 영향을 미치기 때문에 각 회사가 활발히 개발을 추진하고 있는 분야이다.

 

이 글에서는 전기자동차용 파워트레인의 핵심 컴포넌트의 하나인 파워 컨트롤 유닛(PCU)에 이용되는 전력 변환 기술에 대해 개략적으로 설명한다. HEV, BEV, FCEV 등 에너지원·구성의 차이에 따라 어떤 회로 구성이 선택되는지, 또한 거기서 이용되는 인버터, DC-DC 컨버터의 동작 원리, 제어 원리를 소개한다. 그것을 바탕으로 성능 향상을 위한 접근법으로서 차세대 파워 반도체 디바이스의 채용과 패키지 기술의 진전에 대해서도 소개한다.

 

주회로 기술

 

1. 인버터

HEV, BEV 등의 종류를 불문하고 모터의 구동에는 인버터가 이용된다. 일반적인 3상 모터를 구동하는 인버터의 회로도를 그림 1 (a)에 나타냈다. 전기자동차용을 비롯해 현재 대부분의 모터 구동에서는 ‘전압형 인버터’라고 불리는 방식이 채용되고 있다. 이것은 그림에 나타낸 바와 같이 역도통성과 자기 소호 능력(스스로 오프할 수 있는 능력)이 있는 디바이스를 2개 직렬로 접속하고, 그 양끝을 입력인 직류 전압원으로 연결하는 것이다.

 

 

디바이스로서는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)에 다이오드를 역병렬로 접속한 것 또는 MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field Equect Transistor)를 이용하는데, 현재는 실리콘(Si)을 이용한 IGBT와 다이오드에 의한 것이 주류이다. 이 2개의 디바이스 중점에서부터 모터에 접속한다. 3상 모터의 경우는 이것이 3세트 이용된다.

 

그림 1 (b)에 동작 원리를 나타냈다. 각 상의 상하 디바이스 쌍은 짧은 데드 타임을 사이에 두고 상보적으로 스위칭된다. 즉, 한쪽이 온일 때 다른 쪽은 오프이다. 스위칭을 통해 전압원 Vdc가 부하에 접속되는 극성을 전환할 수 있다. 연속적인 교류 파형을 생성하기 위해서는 스위칭 1주기의 평균 출력 전압을 조작하는 PWM(펄스 폭 변조)이 이용된다.

 

가장 이해하기 쉬운 실현 방식으로는 그림에 나타난 것처럼 삼각파의 반송파(캐리어파)를 이용하는 ‘캐리어 비교 PWM’이라는 것이 있다. 각 상 전압의 지령값 va*, vb*, vc*를 각각 반송파와 비교해 그 대소 관계에 따라 어느 스위치를 온으로 할지를 결정하는 것이다. 그 결과 출력되는 선간 전압 vab, vbc, vca를 그림에 나타냈는데, 이와 같이 +Vdc, 0, -Vdc의 3레벨의 전압에 의해 교류 전압이 생성된다. 그 결과 흐르는 전류의 예를 ia, ib, ic로 나타낸다. 부하는 스위칭 주파수에서 유도성인 것이 전제로 되어 있으며, 모터의 인덕턴스에 의해 연속적인 전압보다도 약간 정현파에 가까운 전류 파형이 된다. 실제로는 동일한 입력 전압에서 가능한 한 높은 출력 전압을 얻기 위한 고안이나 스위칭 횟수를 줄이기 위한 고안 등이 적용되어 있기도 하지만, 기본적인 원리는 여기서 설명한 바와 같다.

위와 같이 전압형 인버터에서는

 

1. 부여한 전압 지령값대로 평균값으로서 출력된다.

2. 출력 전압 파형은 구형파이며 그것이 모터 단자에 직접 인가되지만, 전류 파형은 연속적이고 정현파에 가까운 파형이 된다

 

등의 특징이 있다. 모터 구동에서 토크는 전류로 결정되기 때문에 전압이 구형파라도 그 점은 문제가 되지 않는다. 전류에 포함되는 고조파를 줄이기 위해서는 어느 정도 높은 스위칭 주파수로 할 필요가 있는데, 모터의 인덕턴스는 비교적 큰 경우가 많아 스위칭 주파수를 높이면 높일수록 좋은 것은 아니다. 반도체 디바이스에는 한 번의 스위칭으로 발생하는 에너지 손실인 ‘스위칭 손실’이라는 것이 있기 때문에 인버터의 효율을 고려해 현실적으로는 수십 kHz가 선택된다. 가청 영역의 소음을 줄이기 위해 16kHz 정도 이상을 선택하는 경우가 많은 것 같다.

 

전압형 인버터는 직접적으로는 전압을 생성하지만, 앞에서 말했듯이 모터 구동에서는 전류가 중요하다. 모터의 유도 전압에 대응하도록 인버터가 전압을 발생시켜 원하는 전류를 흘릴 필요가 있다. 그래서 실제 모터 구동에서는 전류를 피드백 제어하고 있다. 그림 2에 그 제어법의 한 예를 나타냈다.

 

 

제어 대상인 출력 전류는 교류이기 때문에 모터 회전자의 위치 θ에 동기해 회전하는 회전 좌표계(dq 좌표계라고 불린다)로 변환하고 직류량으로서 취급하는 것이 일반적이다. 그림에 나타냈듯이 모터 전류 ia, ib, ic(키르히호프(Kirchhoff) 법칙으로부터 2전류의 측정으로 끝낼 수 있는 경우가 많다)를 회전 좌표계의 양 id, iq로 변환한다. 또한 iq를 토크 전류, id를 여자 전류라고 부르며, 각각 모터 제어 상 중요한 의미를 갖지만 여기서는 깊이 다루지는 않는다. 얻은 id, iq를 지령값인 id*, iq*와 비교해 PI 제어 등에 의해 조작량 vd*, vq*를 얻는다. 또한 이 회전 좌표계의 양은 제어 대상 내에서 서로 간섭하기 때문에 제어기 내에서 이것을 상쇄하는 ‘비간섭화’가 이루어진다. 이렇게 해서 생긴 조작량을, 이번에는 고정 좌표계로 역변환해 va*, vb*, vc*를 얻는다. 앞에서 설명한 바와 같이 전압형 인버터는 이 지령값대로의 전압을 평균값으로 출력한다. 이러한 기법에 의해 모터 구동의 교류 전류 제어를 비교적 빠른 응답으로 실현할 수 있고, 또한 예측이 좋은 제어 설계를 가능하게 한다.

 

2. DC-DC 컨버터

전기자동차 중 HEV나 FCEV에서는 배터리와 인버터 입력 전압 사이에 비절연 DC-DC 컨버터(초퍼라고 부르기도 한다)를 이용하는 경우가 있다. 인버터의 스위칭 손실은 입력 전압이 높으면 커지지만, 모터의 회전수가 낮은 경우는 모터의 유기 전압이 낮아 인버터가 높은 전압을 출력할 필요가 없기 때문에 입력 전압을 줄임으로써 인버터 효율을 개선할 수 있게 된다. 특히 2모터 시스템의 HEV에서는 배터리의 출력 전력이 모터 용량에 비해 작아 DC-DC 컨버터의 장치 용량이 작아도 되기 때문에 채용되고 있다. 또한 FCEV에서는 연료전지의 전류·전압 특성으로 인버터의 입력에 직접 접속이 어려워 승압 초퍼(단방향 DC-DC 컨버터)를 이용하고 있다.

 

그림 3 (a)에 비절연 쌍방향 DC-DC 컨버터의 회로도를 나타냈다. 전압형 인버터와 마찬가지로 IGBT와 다이오드로 이루어진 모듈이나, MOSFET를 2개 이용하는 구성이다. 여기에서는 저압 측을 Vin, 고압 측을 Vout으로 하는데, 쌍방향으로 전력 변환이 가능하다. 인버터와 다른 것은 회로 중에 인덕터가 있는 것이다. 이 인덕터에 걸리는 전압과 흐르는 전류를 따라감으로써 DC-DC 컨버터의 동작을 이해할 수 있다.

 

 

그림 3 (b)는 저압 측에서 고압 측으로의 전력 변환, 즉 승압 초퍼 동작의 1스위칭 주기 중의 파형을 나타내고 있다. 하부 디바이스가 온일 때의 시간 비율(duty비)을 d로 하고 스위칭 주기 Tsw 중 dTsw의 시간은 하부 디바이스를 온으로 하며, 그 이외의 시간은 오프로 한다. 한편 상부 디바이스에 관해서는 계속 오프로 해도 상관없고 하부 디바이스와 상보적으로 스위칭하는, 즉 하부 디바이스가 오프일 때 온으로 하는 것도 가능하다. 어쨌든 하부 디바이스가 온일 때, 인덕터에 걸리는 전압 vL은 Vin이 된다. 또한 하부 디바이스가 오프일 때, 인덕터를 흐르는 전류 iL은 상부 디바이스의 역병렬 다이오드를 도통하거나, 또는 온된 상부 디바이스를 도통해 고압 측 전압원으로 흘러 승압 동작을 실현한다. 이때 vL은 Vin-Vout이 된다. 정상적으로 이러한 운전을 하는, 즉 인덕터 전류가 1스위칭 주기의 시작 시와 종료 시에 같아지기 위해서는 d를,

 

 

으로 하면 된다. 실제로는 전류 피드백 제어를 할 필요가 있고, 또한 iL의 크기를 제어함으로써 변환 전력을 제어할 수 있다. 또한 변환 전력의 제어에 의해 예를 들어 DC-DC 컨버터와 인버터 사이에 접속되는 콘덴서의 전압을 제어하는 것도 요구된다.

 

설계에 있어 DC-DC 컨버터가 인버터와 다른 점은 인덕터가 있는 것이다. 인덕터 전류 iL의 맥동은 일정 이하로 억제되어야 하며, 이를 위해서는 인덕턴스를 크게 하거나 스위칭 주기를 짧게 할 필요가 있다. 따라서 파워 디바이스의 고성능화에 의해 스위칭 손실의 증가를 억제하면서 동작 주파수를 높일 수 있다면 인덕터의 소형화가 가능하며, DC-DC 컨버터의 소형·경량화가 가능하다. 특히 자동차 응용에서는 중요한 설계 요소가 된다.

 

차세대 파워 반도체 디바이스의 채용

 

최근 파워 일렉트로닉스 분야의 큰 화제는 차세대 파워 디바이스의 적용이다. 차세대 파워 디바이스란 주로 에너지 밴드 갭이 높은 재료를 이용함으로써 높은 내압의 디바이스를 저저항으로 실현하는 것이다. 현재 전기자동차의 파워트레인에 응용이 기대되는 것은 이전부터 이용되어 온 Si-IGBT를 SiC-MOSFET로 대체하는 것이다. 전기자동차에서는 일부 소용량의 것을 제외하고 300~650V 정도의 인버터 입력 전압을 이용한다. Si에서는 이것에 필요한 비교적 높은 내압의 MOSFET를 고성능으로 실현할 수 없기 때문에 IGBT를 이용하고 있었다. SiC에서는 이 내압 디바이스를 MOSFET로 실현할 수 있게 된다.

 

 

동일한 내압과 정격 전류를 갖는 Si-IGBT와 SiC-MOSFET의 도통 특성의 차이를 그림 4 (a)에 나타냈다. IGBT는 홀(양공)과 전자가 캐리어로서 전기 전도에 기여하는 바이폴라 디바이스로, 온 상태일 때 홀과 전자가 드리프트층이라고 불리는 층에 주입되어 캐리어 농도가 상승함으로써 온 저항을 저감하는 효과가 있다. 즉, 대전류역에서 온 저항 저감이 가능하다. 그러나 pn 접합에 의한 전압 강하(빌트인 전압)가 있기 때문에 저전류역에서도 나름의 도통 손실이 발생한다. 한편 MOSFET는 전자만이 전기 전도에 기여하는 유니폴라 디바이스이다. IGBT에 비해 저항값은 높지만, 전류에 비례한 전압 강하밖에 없기 때문에 저전류역에서 도통 손실은 작다. 스위칭에 관한 특성도 차이가 있다. IGBT는 턴오프 시에 축적된 캐리어를 배출하기 때문에 MOSFET에 비해 스위칭 손실이 크다는 과제도 있다. 그림 4 (b)에 스위칭 1회당 발생하는 에너지 손실 Eon과 Eoff를 나타냈다. 동일한 정격 전압·전류의 디바이스에서 비교했을 때, SiC-MOSFET의 스위칭 손실은 Si-IGBT의 몇 분의 1 정도이다.

 

위의 특징으로부터 디바이스를 SiC-MOSFET로 대체함으로써 이하와 같은 것을 기대할 수 있다.

 

1. 경부하 시의 효율이 향상된다.

2. 병렬 수 또는 칩 면적 증대로 도통 손실을 저감 가능

3. 스위칭 1회당 스위칭 손실이 대폭으로 줄어든다.

4. 스위칭을 고주파화함으로써 인덕터를 소형화한다.

 

실제로는 단순히 Si-IGBT를 SiC-MOSFET로 대체한 것만으로는 반드시 효율이 향상된다고는 할 수 없다. 도통 손실은 칩 면적, 즉 디바이스의 전류 정격이나 병렬 수에 의해 결정되기 때문에 설계 나름이다. 예를 들어 그림 4 (a)에 나타낸 디바이스와 같이 동일한 정격 전류의 디바이스로 대체한 경우, SiC-MOSFET를 이용함으로써 경부하 시의 도통 손실을 줄 일 수 있지만, 정격 전류 절반 이상의 영역에서는 Si-IGBT 쪽이 도통 손실이 적기 때문에 사용법에 달려 있다. 그러나 빌트인 전압이 없는 MOSFET의 특징을 살려 칩 면적이 큰 디바이스를 선정, 고부하 영역에서도 도통 손실의 저감을 도모하는 것은 가능하다.

 

MOSFET로 대체함으로써 확실하게 말할 수 있는 것은 스위칭 주파수가 동일하다면 스위칭 손실을 줄일 수 있다는 것이다. 그러나 앞에서 설명한 바와 같이 모터 드라이브 인버터에서는 스위칭 주파수를 필요 이상으로 높이는 것의 큰 이점은 없다. 따라서 모터 드라이브용 인버터에서 SiC-MOSFET를 채용하는 이점은 주어진 스위칭 주파수에서 스위칭 손실을 줄이는 것에 지나지 않는다.

 

스위칭 손실 저감을 보다 효과적으로 시스템 성능 향상으로 연결할 수 있는 것은 DC-DC 컨버터이다. DC-DC 컨버터에서는 높은 스위칭 주파수화를 통해 필요한 인덕터의 체적을 줄일 수 있다. SiC-MOSFET을 이용함으로써 손실의 증가 없이 스위칭 주파수를 높일 수 있기 때문에 컨버터의 소형화가 가능하다. 전력 변환기의 주요 성능 지표는 효율과 전력 변환 밀도로, 전력 변환기의 최적 설계란 (비용을 제외하고) 간단히 말하면 이 두 변수의 최적화 문제이다. 전력 변환 밀도는 체적 1L로 몇 kW의 컨버터를 실현할 수 있는지를 나타낸 것으로, 높은 쪽이 좋은 변환기이다. 자동차에서는 특히 공간에 제약이 있고, 또한 체적이나 중량이 차량 시스템 설계에도 영향을 미치기 때문에 특히 중요한 지표이다. 스위칭 주파수를 높게 함으로써 인덕터를 소형화할 수 있지만 스위칭 손실이 증가한다. 또한 손실의 증가는 냉각에 필요한 히트싱크와 같은 체적의 증가로 이어지는 등, 다수의 설계 요소와 효율·변환 밀도의 관계는 트레이드 오프의 관계를 포함하며 또한 복잡하다.

 

최근 파워 일렉트로닉스 시스템의 설계 최적화나 요소 기술에 의한 시스템 성능 향상의 평가를 위해 도통 손실이나 스위칭 손실, 인덕터 등의 전력 손실과 인덕터나 히트싱크에 필요한 체적을 모델화해 총력적인 기법으로 최적 설계를 하거나 성능을 평가하는 기법이 활발히 이용되고 있다.

 

그림 5는 10kW의 200V에서 600V로 승압하는 DC-DC 컨버터의 사례를 나타낸다. 스위칭 주파수와 디바이스의 정격 전류 선정의 모든 설계 가능성에 대해 전류의 맥동이나 온도 조건 등 부여한 조건의 효율 ηave와 전력 변환 밀도 ρ를 플롯하고 있다.

 

 

주어진 요소 기술에 대하여 ηave와 ρ의 최적 성능 해는 그림 5에서 ‘Pareto Optimality’로 나타낸 곡선으로 표시된다. 이것보다 오른쪽 위의 성능은 실현할 수 없다. Si-IGBT와 SiC-MOSFET을 이용한 경우의 최적 성능 해를 비교해 보면, 확실히 SiC-MOSFET에 의해 보다 성능이 높은 DC-DC 컨버터가 실현 가능하다는 것을 보여준다. 자세히 보면, SiC-MOSFET를 채용하는 것에 의한 최고 효율의 향상은 미미하지만, 전력 밀도의 최대화를 선호한 경우는 2배 정도의 전력 밀도, 즉 절반의 체적으로 실현할 수 있다. 이것은 SiC-MOSFET의 스위칭 손실이 작으면 고주파화에 의한 인덕터의 소형화가 효과적인 것에 대응한다.

 

이와 같이 파워 일렉트로닉스 시스템의 설계는 비교적 복잡하며, 요소 기술의 진화가 시스템 성능에 미치는 영향의 평가는 단순하지 않다. 변환기 각각에 주어지는 요구 사양과 제약 조건, 회로 방식의 특징을 고려한 신기술의 적용이 중요하다. FCEV에는 DC-DC 컨버터가 필요하고, 또한 연료전지의 출력은 모터 출력과 거의 동일하므로 DC-DC 컨버터에 대한 성능 향상 요구가 높다. 실제로 혼다 클래리티나 토요타 MIRAI의 연료전지용 DC-DC 컨버터에는 모두 SiC-MOSFET가 채용되어 있다. 인버터에도 SiC-MOSFET를 채용하고 있는 예는 아직 적지만, BEV에서 배터리의 대용량화와 그에 따른 충전 시간 단축을 목표로 한, 시스템 전압의 800V화가 화제이다. 시스템 전압이 높을수록 SiC-MOSFET의 대체 효과가 크다고 알려져 있으며, 앞으로의 발전에 주목하고 싶다.

 

파워 컨트롤 유닛의 실장 기술

 

PCU에서는 반도체 디바이스의 성능을 끌어내고 고효율화와 소형화를 실현하기 위해 다양한 실장 기술이 적용되고 있다. 기존에는 다른 파워 일렉트로닉스 응용과 동일한 파워 모듈이 이용되고 있었다. 이것은 반도체 칩을 기판에 배열하고 칩 사이와 취출 단자와의 사이를 와이어 본딩으로 접속하는 것이다. 또한 파워 모듈과 냉각 핀은 별도의 부품으로, 양자를 방열 그리스를 도포해 접촉시킨다.

 

PCU의 소형화를 실현함으로써 발열 밀도가 증대된다. 자동차에서는 수랭을 이용하는 경우가 많은데, 반도체 디바이스에서 냉각수에 대해 발열 성능을 어떻게 높일지에 대해 다양한 개발이 이루어지고 있다. 그 중 하나는 직접 냉각이라는 것으로, 파워 모듈과 냉각 핀을 일체화하고 방열 그리스를 이용하지 않는 것이다. 핀에는 냉각수가 직접 접촉한다. 이에 더해 기존에는 한쪽 면에서만 냉각하고 있던 것을 칩의 양면에서 냉각하는 양면 직접 냉각도 이용되고 있다.

 

 

그림 6 (a)는 자동차용 PCU용으로 개발된 양면 직접 냉각 모듈의 외관이다. 양면에 알루미늄 핀 핀이 있고 반도체 디바이스 등은 몰드로 밀봉되어 완전히 냉각수로부터 밀폐되어 있다. 이 모듈마다 냉각수의 유로에 배치해 발열하는 파워 디바이스를 냉각한다. 한편 그림 6 (b)는 다른 자동차용 PCU에서 이용되고 있는 양면 냉각 모듈과 그 냉각 방법을 나타내고 있다. 파워 모듈이라고 불리는 양면 냉각 모듈을 냉각수가 흐르는 히트싱크와 번갈아 샌드위치 구조로 하고 있다. 이들 기술에 의해 기존에 비해 반도체 디바이스와 그 수랭 기구가 대폭으로 콤팩트해지고 PCU 자체의 소형화가 추진됐다.

 

실장 기술에 의한 또 다른 하나의 개선은 ‘기생 인덕턴스’의 저감이다. 스위칭 손실은 스위칭 속도(전류·전압의 변화 속도)에 의존하고, 스위칭 손실을 줄이기 위해서는 스위칭 속도를 높이는 것이 효과적이다. 그러나 급격한 전류의 변화는 회로 배선에 존재하는 약간의 인덕턴스(=기생 인덕턴스)에 의해 유도 기전압을 발생시키고, 이것이 스위칭 디바이스의 양 끝에 서지 전압으로 걸리게 된다. 반도체 디바이스에 내압 여유를 주는 것은 도통 손실의 증가로 이어지기 때문에 도통 손실과 스위칭 손실 양쪽의 저감을 위해서는 기생 인덕턴스를 줄이는 것이 효과적이다.

 

자동차용 PCU에서도 기생 인덕턴스를 줄이기 위해 몇 가지 접근법을 취하고 있다. 그림 6의 모듈에서도 그렇게 되어 있는데, 인버터의 상하 디바이스를 하나의 모듈로 하여 디바이스 간을 직근에서 접속할 수 있게 하는 것이다. 또한 양면 냉각 모듈에서는 입체적인 배선으로 하는 것도 함께 저기생 인덕턴스화를 도모하고 있다. 모듈 단자부의 기생 인덕턴스를 줄이기 위해 단자의 배치를 고안하는 등의 연구도 하고 있다.

 

SiC-MOSFET를 채용한 경우에는 스위칭의 고속화에 의한 스위칭 손실 저감을 이끌어내기 위해 기생 인덕턴스의 저감이 더 필요하다고 생각된다. 또한 반도체 디바이스가 고온 동작 가능해짐으로써 소형화도 기대할 수 있어 고온 환경에서 신뢰성을 유지하기 위한 다양한 실장 기술이 연구되고 있다.

 

맺음말

 

자동차용 PCU의 성능은 차량 시스템의 성능에 직결되기 때문에 인버터의 고성능화는 부가가치가 높다. 회로 방식은 단순하지만 그 설계나 실장 기술에 있어 다양한 선진적인 대응이 이루어지고 있으며, 다른 응용에 비해 매우 높은 성능의 인버터가 사용되고 있다고 할 수 있다.









배너










주요파트너/추천기업