DCS-Control 토폴로지로의 입력은 FP(Feedback) 핀과 VOS(Output-Voltage Sense) 핀, 이렇게 두 가지가 있다. FB 핀 입력은 대부분의 DC/DC 컨버터에서 동일하게 작동한다. 이것은 에러 증폭기나 연산 증폭기의 하이 임피던스 입력으로, 용도는 FP 핀의 에러 신호를 내부 레퍼런스 전압 V^_REF로 출력하는 것이다.

에러 증폭기는 다른 DC/DC 컨버터에서처럼 정밀한 출력-전압 조절 기능을 제공한다. 출력 전압, FB 핀, 그라운드 사이의 전압 디바이더가 그 출력 전압의 세트포인트를 프로그램한다. TI의 TPS62131 같은 일부 디바이스의 경우, FB 핀은 VOS 핀의 전압 디바이더를 이용하여 내부적으로 연결된다. 이것은 출력 전압을 설정하고 외부 부품 수를 2개까지 줄이며 FB 핀의 감도를 낮춘다. 또 에러 증폭기에 대한 적절한 보정을 포함하여 안정성을 확보한다.

VOS 핀은 출력 커패시터에서 컨버터의 출력 전압에 바로 연결된다. 이것은 FB 핀처럼 제어 루프로의 하이 임피던스 입력이다. VOS 핀은 FB 핀과 달리 전용 회로로 들어가 전압 램프(ramp)를 생성한다. 그런 다음 이 램프는 전압 모드 또는 전류 모드 제어에서처럼 에러 증폭기의 에러 신호와 비교된다. VOS 핀에서 콤퍼레이터까지의 경로는 DCS-Control 토폴로지의 빠른 이력 특성 응답을 가능하게 한다. VOS에서 출력 전압 변동은 바로 콤퍼레이터로 전달되어 디바이스의 작동에 즉시 영향을 미친다. 때문에 VOS 핀은 잡음에 민감하다. 따라서 출력 전압의 루트는 출력 커패시터에서 다시 그 디바이스의 VOS 핀까지 최대한 짧고 직접적이어야 한다. VOS 핀의 회로 주변에 포함된 적절한 보정 기능이 안정성을 확보하고 있다.

다음에 콤퍼레이터는 제어 회로로 신호를 출력하고 스위칭 펄스를 게이트 드라이버로 출력할 것인지의 여부를 알려 줌으로써 하이 사이드 MOSFET을 제어한다. 콤퍼레이터는 타이머 회로와 함께 작동하여 부하 과 도현상에 대한 가장 빠른 응답과 조절된 스위칭 주파수를 제공한다.

V_OUT 대 V_IN의 비율을 기초로, 타이머는 콤퍼레이터의 온 타임 제어를 확장할 수 있는 최소 ON 타임(tON_min)을 설정한다. 타이머로 설정된 최소 ON 타임은 디바이스 데이터시트에 다음과 같은 식으로 나와 있다.

TPS62130을 기준으로 한 이 사례에서 목표 스위칭 시간은 400ns이다. 따라서, 스위칭 주파수는 그에 상응하는 2.5MHz이다. 조절된 스위칭 주파수는 VOUT/VIN 팩터 때문에 그 입출력 전압 범위에서 유지되며, 이것은 벅 컨버터의 이론상 듀티 사이클을 기준으로 최소 ON 타임을 조정한다. 따라서 ON 타임 방정식을 t_ON＝D×t_Period라고 쓸 수 있다. 이것이 벅 컨버터의 ON 타임에 대한 정확한 정의이다.

로우 사이드 MOSFET에 대한 제어는 단순하다. 하이 사이드 MOSFET이 꺼진 후, 로우 사이드 MOSFET이 켜지면서 인덕터 전류를 효율적으로 낮춘다. 인덕터 전류가 0으로 쇠퇴하거나 콤퍼레이터가 하이 사이드 MOSFET에게 다시 켜라고 명령하면 로우 사이드 MOSFET이 꺼진다. MOSFET에서 슈트-스루(shoot-through) 전류를 피하기 위해 적절한 데드 타임이 실행된다.

 ‌절전 모드

DCS-Control 토폴로지의 핵심 요소는 절전 모드이다. 일반적으로 대부분의 절전 모드들은 부하 전류가 낮아졌을 때 활성화되고, 스위칭 펄스를 건너뛰어 디바이스의 전류 소모를 낮춰(대기 전류) 전환 효율을 높인다. 스위칭 펄스를 건너 뛰면 디바이스가 DCM(Discontinuous Conduction Mode) 모드에서 작동하고, 그러면 경부하에서 발생하는 네거티브 인덕터 전류(출력에서 입력으로의 전류 흐름)가 제거된다. 이와 같은 전류는 이전 스위칭 사이클의 작업을 취소시키고 추가적인 손실을 초래하여 효율을 떨어뜨린다. 이 대기 전류를 낮추면 참고문헌 (2)의 설명처럼 초경부하에서도 효율이 개선된다.

DCS-Control 토폴로지에서의 절전 모드는 매우 단순하다. 이것은 앞서 설명한 것과 같은 회로로 구현된다. 즉, 절전 모드에서 PWM 모드로 전환하는 과정에서 서로 다른 두 개의 제어 모드 사이에 스위칭이 없다. 다른 제어 토폴로지는 절전 모드를 위한 제어 방식과 PWM 모드를 위한 제어 방식 사이에서 스위칭한다. 이것은 전환 과정에서 글리치와 무작위 잡음을 발생시킬 수 있다. 이 현상에 관한 자세한 내용은 뒤에 나오는 ‘원활한 전환’ 부분에서 설명한다.

DCS-Control 토폴로지는 정직하게 절전모드를 구현하고 있다. 콤퍼레이터가 스위칭 펄스를 필요로 하지 않으면 펄스를 주지 않는다. 따라서 인덕터 전류가 0으로 쇠퇴할 때 출력 전압이 세트포인트 위에 있으면(에러 증폭기로 측정), 디바이스는 새로운 스위칭 펄스를 출력하지 않는다. 그 대신 대기 전류를 낮추고 절전 모드로 들어간다. 이것은 출력 전압이 세트포인트까지 하락했으니 상승시켜야 한다고, 에러 증폭기가 콤퍼레이터에 알릴 때까지 기다린다. 그 후, 이 디바이스는 최소 온 타임 동안 지속되는 스위칭 펄스를 출력하여 조절 내에 계속 머무르게 하는 데 충분할 만큼만 출력 전압을 올린다. 이 회로들을 통한 최소한의 전파 딜레이에 의해 절전 모드에서 효율이 달성되고 출력 전압은 잘 조절된다.

최소 온 타임 동안 지속되는 싱글 스위칭 펄스는 가장 작은 양의 에너지를 출력에 전달하여 가장 작은 양의 출력-전압을 만들어낸다. 경부하 전류가 증가하면 이 싱글 펄스는 더 가깝게 발생하면서 다른 절전 모드 토폴로지보다 빠른 속도로 오디오 대역 위로 스위칭 주파수를 증가시킨다. 다른 토폴로지는 절전 모드에서 펄스 그룹이나 펄스 파열을 이용하여 파열 중 출력에 전달돼야 할 에너지보다 훨씬 더 많은 에너지를 발생시킨다. 출력 전압이 세트포인트까지 다시 하강하는 데 더 많은 시간이 필요하므로 파열은 간격이 더 많이 떨어지고, 이것은 오디오 범위에 있는 유효 주파수를 더 길게 유지시킨다. DCS-Control의 싱글-펄스 아키텍처는 다른 토폴로지보다 더 낮은 부하 전류에서 오디오 대역 위의 작동을 가능하게 해준다. 절전 모드에서의 잡음 성능에 관한 사례 연구는 참고문헌 3을 살펴보기 바란다.

싱글 펄스들 사이 사이에 시간이 없을 만큼 부하가 증가하면, 콤퍼레이터가 하이 사이드 MOSFET에게 다시 켜라는 명령을 하기 전까지는 인덕터 전류가 0으로 돌아가지 않는다. 이 부하 조건은 DCM 경계에서 일어나며, 컨버터가 절전 모드에서 나가 PWM 모드에 들어갈 때의 조건이다.

 ‌절전 모드에서의 출력-전압 리플

절전 모드에서 예측 가능한 작동과 제로 인덕터 전류에 도달했을 때 PWM 모드로 진입하는 것을 조합하면, DCS-Control 토폴로지는 다른 토폴로지들보다 훨씬 더 유연해져 시스템 요건을 구성하기가 수월해진다.
12V 입력과 3.3V 출력을 가진 시스템에서 절전 모드에 있는 출력-전압 리플을 예로 들어보자. 그림 2에서는 외부 인덕턴스와 출력 커패시턴스를 증가시켜 리플을 감소시키는 방법을 보여주기 위해 2.5MHz 설정에서 작동하는 TI의 TPS62130 평가 모듈(EVM)4을 사용했다. 이 무부하 조건은 절전 모드에서 최악의 출력-전압 리플 사례를 보여주기 위한 것이다.

그림 2(a)는 3.3V 출력 전압의 0.8%인 26mV 피크-투-피크의 낮은 출력-전압 리플을 나타낸 것이며 이것은 디폴트 회로에서 얻은 것이다. 이 출력 커패시턴스를 증가시키면 출력-전압 리플이 감소한다. 각 스위칭 펄스마다 같은 양의 에너지가 전달되기 때문이다. 출력 커패시턴스가 많아지면 이 고정 에너지는 전압 리플을 떨어뜨린다[그림 (2b)]. 인덕턴스를 높이면 스위칭 펄스에 도달된 피크 전류는 감소하는데, 그 이유는 ON 타임이 그대로 유지되기 때문이다. 낮아진 피크 전류는 줄어든 에너지를 저장하므로(E＝1/2×L×I2), 줄어든 에너지가 출력에 전달되어 다시 전압 리플이 줄어들게 되는 것이다[그림 2(c)]. ON 타임이 각 회로마다 동일한 이유는 디바이스 내에 고정되어 있고 외부 부품으로 이를 바꿀 수 없기 때문이다.

또한 엔지니어는 인덕턴스를 조정하여 절전 모드에 들어가는 부하 전류 지점을 설정할 수도 있다. 그러면 DCM으로의 경계가 바뀐다. 인덕턴스가 늘어나면 인덕터-전류 리플이 줄어들게 된다. 이것은 그 인덕터 전류가 제로 위에서 유지되며 출력전류 레벨을 낮춘다는 뜻이다. 절전 모드의 에너지 포인트와 출력-전압 리플을 구체적인 필요에 맞춰 응용할 수 있으므로 잡음에 매우 민감한 애플리케이션을 포함하여 다양한 애플리케이션에 활용될 수 있다. 의료용이나 산업용 저전력 무선 송수신기[참고문헌 (5)], 컨수머 제품의 휴대 전력, 고체 드라이브의 전력 등을 예로 들 수 있다.

 ‌과도 응답

DCS-Control 토폴로지는 VOS 핀을 통해 실제 출력 전압을 감지하므로, 부하 과도현상에 대한 응답에 잘 맞는다. 이 신호는 콤퍼레이터로 직접 전달되며 ON 타임에 영향을 미치기 전까지는 대역폭 제한 에러 증폭기까지 이동하지 않는다. 이력 현상을 보이는 DCS-Control은 부하 과도현상에 가장 빨리 응답하는데, 이것은 그 디바이스의 100% 듀티사이클 모드에 의해 한층 더 강화된다. 디바이스는 이 모드에서 출력 전압이 회복하는 데 필요한 시간만큼 하이 사이드 MOSFET을 ON 상태로 유지한다. 즉, 콤퍼레이터의 온 타임 요청을 충분히 만족시킨다는 뜻이다. 그림 3은 100% 듀티사이클 모드를 통해 무부하에서 1A-부하 과도현상까지 TPS62130 EVM의 응답을 나타난 것이다.

과도현상이 시작될 때와 하이 사이드 MOSFET이 켜질 때 사이에는 300ns의 시간 지연이 있다. 이것은 작은 신호 쪽(제어 토폴로지)이 아닌 큰 신호 쪽(인덕턴스)에 의해 과도 응답이 거의 완전히 제한된다는 뜻이다. 따라서 DCS-Control 토폴로지는 디바이스의 과도 응답 기능을 제한하는 것이 아니라 특정 출력 필터 부품에서 탁월한 과도 응답을 가능하게 해준다.

 ‌원활한 전환

DCS-Control 토폴로지에서는 오직 하나의 회로가 PWM 모드와 절전 모드를 둘 다 제어한다고 전술했다. 이렇게 하면 제어 모드간 전환이 더욱 빨라지고 원활해진다. 또한 그 회로의 작동 조건들이 모드 사이의 경계에 가까워질 때 더 뛰어난 성능을 발휘한다. 모드 스위치가 없으므로 출력 위치에 글리치도 없다.
그림 4는 TPS62130의 모드 전환 동작을 다른 제어 토폴로지를 사용하는 디바이스의 동작과 비교한 것이다. 부하 전류(녹색으로 된 바닥 선)는 삼각형과 같은 패턴이며 10mA∼1A까지 다양하다. 섭동(Perturbation) 이나 교란(Disturbance)에서 인덕터 전류와 출력-전압 리플 둘 다 관찰된다.

DCS-Control 토폴로지를 사용하는 TPS62130의 경우, 그림 4는 다른 제어 토폴로지를 사용하는 디바이스보다 훨씬 더 부드러운 출력-전압과 인덕터-전류 파형을 보여주고 있다. TPS62130은 모든 부하 전류에서 낮은 전압 리플을 출력한다. 리플이 낮은 부하에서 약간 증가하지만, 디바이스가 절전 모드에 들어가므로 이러한 증가는 다른 토폴로지를 사용하는 디바이스보다 훨씬 더 적다.

마지막으로 가장 중요한 것은, 부하가 증가할 때 출력 전압이 상대적으로 크게 떨어진다는 점이며(이 부하 램프에서처럼 제한적인 작동 조건 하에서), 다른 토폴로지를 사용하는 디바이스는 절전 모드에서 나가 PWM 모드로 들어간다는 것이다. 이것이 부하나 시스템에 바람직하지 않다는 것은 분명하므로, DCS-Control 토폴로지에는 이것이 제거됐다.

DCS-Control 토폴로지가 다른 제어 토폴로지에 비해 크게 개선됐다고 보는 이유는, 뛰어난 과도 응답으로 절전 모드 전환이 원활하기 때문이다. 여기서 싱글-펄스 절전 모드는 낮은 출력-전압 리플을 제공하고, 잡음에 민감한 애플리케이션 등 최종 장비 및 시스템 성능을 향상시킨다.