엔지니어들은 흔히 아날로그-디지털 컨버터(ADC) 입력이 고(high) 임피던스일 것이라고 생각한다. 하지만 직접 샘플링 SAR ADC 입력은 변환을 하지 않을 때는 고 임피던스이나, 샘플 포착을 시작할 때는 순간적으로 높은 전류 스파이크를 소비한다. 평균적으로 이러한 동작은 샘플 커패시터 크기와 샘플 속도에 반비례하게 비선형적인 저항으로 인한 것으로 해석할 수 있다.
이러한 급격한 변동에 대해서 신호 체인이, 포착이 끝나고 변환이 시작되기 전의 사이에 즉각적으로 완벽하게 안정화할 수 있어야 한다. 신호 체인을 ADC로 연결하는 일은 일종의 예술과도 같은 것으로서, 이론과 탐색을 종합적으로 필요로 한다. 버퍼 기능을 포함하는 다채널 고전압 SAR ADC 제품군으로서 LTC2358은 진정한 고 임피던스 입력을 제공하므로, 많은 경우에 신호 컨디셔닝 요구를 간소화하거나 아예 필요하지 않게 한다.
신호 컨디셔닝이 필요한 경우라고 하더라도 스위치드 커패시터를 구동할 수 있는 능력이 있느냐 없느냐에 상관 없이 LTC2358 입력으로 직접 연결할 수 있다. 다음의 회로들은 LTC2358의 이러한 입력 특성을 활용한 다양한 애플리케이션 회로들을 보여준다.
손쉬운 구동 및 과구동
① 16개 피코암페어 버퍼드(buffered) 입력을 사용해서 8개 차동 채널을 간편하게 직접 구동
넓은 공통 모드 입력 범위에 걸쳐서 각 채널이 각각의 아날로그 입력 핀들 사이의 전압 차이(VIN+ - VIN-)를 동시적으로 샘플링하고 ADC의 공통 모드 제거 비(CMRR)만큼 양쪽 입력 핀으로 공통적인 불요 신호들을 감쇠한다. 이 ADC 제품군은 공통 모드 입력 범위가 넓고 CMRR이 높으므로, 각 핀이 (VEE + 4V)부터 (VCC – 4V)까지의 범위 이내인 한에서 IN+/IN- 아날로그 입력이 서로 임의적인 관계로 스윙할 수 있다.
이러한 특징에 의해서 LTC2358은 의사 차동 유니폴라, 의사 차동 트루 바이폴라, 완전 차동 같은 전통적인 아날로그 입력 신호를 비롯한 다양한 유형의 신호 스윙을 수용할 수 있다. 그러므로 신호 체인 설계를 간소화한다. 그림 1은 LTC2358의 전형적인 애플리케이션을 보여준다. VEE까지 미치는 신호를 변환할 때는 버퍼 기능이 없는 LTC2348 ADC를 사용할 것을 권장한다.
▲ 그림 1. 16개 피코암페어 버퍼드 입력을 사용해서 8개 차동 채널을 손쉽게 직접 구동할 수 있다.
피코암페어 입력 CMOS 버퍼들이 ADC의 샘플링 프로세스에 대해서 높은 수준의 트랜션트 절연을 제공한다. 그러므로 임피던스가 10kΩ 미만인 대부분의 센서, 신호 컨디셔닝 증폭기, 필터 네트워크가 수동 3pF 아날로그 입력 커패시턴스를 직접 구동할 수 있다. 그림 2는 각 차동 아날로그 입력 채널의 등가 회로를 보여준다.
▲ 그림 2. 차동 아날로그 입력의 등가 회로(편의상 하나의 채널만 표시)
내부 단위 이득 버퍼의 입력 임피던스가 정격 1000GΩ 이상으로 극히 높으므로 외부 증폭기의 구동 요구량을 크게 낮출 수 있으며, kΩ 대 임피던스로 선택적인 RC 필터를 추가해서 에일리어싱 방지 또는 여타의 목적에서 시간 상수를 임의적으로 늦출 수 있다. 또한 구동 능력이 제한적인 마이크로전력 연산 증폭기를 사용해서도 이들 고 임피던스 아날로그 입력을 구동하기에 잘 맞는다.
데이터 시트에서 권장했듯이, 소스 임피던스가 10kΩ 이상일 경우에 아날로그 입력으로 680pF(또는 그 이상) 커패시터를 사용해서 내부 입력 버퍼로의 역 트랜션트 전압 글리치를 낮춤으로써 LTC2358의 DC 정확도를 유지할 수 있다. 이 매우 작은 글리치 역시도 전하를 띤다. 그러므로 순수하게 AC 결합이 이루어지고, 이 글리치의 총 전하가 0이 되고, DC 성분을 갖지 않는다. 임의적인 급격한 트랜션트가 발생되고 입력이 VCC 및 VEE 전원 레일에 이르기까지(하지만 넘지는 않게) 과구동되더라도 피코암페어 DC 입력 전류를 유지한다.
② 임의적인 길이의 꼬임쌍선을 사용해서 LTC2358을 직접 구동
버퍼드(buffered) 아날로그 입력의 간편하면서도 유용한 점 중의 하나는 임의적인 길이의 꼬임쌍선으로부터의 아날로그 신호를 수용할 수 있다는 것이다. 혹시 있을 수 있는 케이블 반사를 최소화하기 위해서는 구동 소스 측에서 꼬임쌍선을 적절히 종단해야 한다. 꼬임쌍선의 특성 임피던스는 통상적으로 100Ω 대로 낮다. 예를 들어서 CAT7 케이블은 개별적으로 차폐된 4개 꼬임쌍을 포함하며 차동 임피던스가 100Ω이다.
CAT7 케이블 안에서 꼬임쌍 간의 차폐 정도는 물리적 구조에 따라서 조금씩 다를 수 있다. 예를 들어서 납작한 리본형 CAT7 케이블은 내부 커패시티브 누화 절연이 10dB밖에 되지 않았으며, 통상적인 원형 단면 CAT7 케이블은 최소한 50dB의 커패시티브 누화 절연을 나타냈다. 여기서 커패시티브 누화 절연이란 꼬임쌍의 자체 커패시턴스 대 꼬임쌍 간의 커패시턴스 비를 dB 단위로 나타낸 것을 말한다. 이러한 커패시티브 누화는 높은 주파수일 때 그리고 소스 임피던스가 케이블의 특성 임피던스보다 훨씬 높을 때 더 중요한 문제가 된다.
만약에 소스가 알려지지 않은 특성의 복합 또는 동적인 임피던스라면, 알려지지 않은 소스 임피던스와 소스 종단 저항 사이에 추가적인 절연 RC 필터를 사용할 것을 권장한다. 또한 그림 3에서 IN2에 사용한 640kHz 필터 같이 ADC 입력에 RC 필터를 사용함으로써 꼬임쌍선으로부터 유입될 수 있는 RF 간섭을 낮출 수 있다. 또한 이들 아날로그 입력은, RF 간섭을 입력 핀에서 스퓨리어스 DC 레벨로 변환할 수 있는 자체 정류 메커니즘을 갖지 않는다. 그러므로 아날로그 입력을 EMI에 대해서 매우 견고하도록 만든다.
그림 3의 회로는 15피트(457cm) CAT7 케이블을 사용해서 오프셋 전압이나 선형성에 어떤 눈에 띄는 영향을 미치지 않는 것으로 나타났다.
▲ 그림 3. 임의 길이의 꼬임쌍선을 사용해서 LTC2358을 직접 구동
③ 아날로그 입력을 제한적인 전류로 과구동
어떤 채널로 아날로그 입력을 VCC보다 10mA까지 높게 구동하는 것이 다른 채널에서의 변환 결과에 영향을 미치지 않는다. 이러한 과구동 전류의 약 70%는 VCC 핀으로 빠져나가고, 나머지 30%는 VEE로 빠져나간다. VEE를 통해서 흘러나가는 이 전류가 VCC – VEE 전압 강하와 관련해서 열을 발생시키므로, 500mW의 총 절대 최대 전력 소모 이내에서 이것을 고려해야 한다. 아날로그 입력을 VEE 아래로까지 구동하는 것은 다른 채널들로의 변환 결과에 해를 미칠 수 있다.
LTC2358은 래치업을 일으키지 않고서 VEE 아래로 및 VCC 위로 최대 100mA까지의 입력 전류를 처리할 수 있다. 유의할 점은, 입력을 VCC보다 높게 또는 VEE보다 낮게 구동하면 이들 핀을 구동하는 외부 전원으로부터의 정상적 전류 흐름을 역전시킬 수 있다는 것이다. 그러면 외부적으로 인가되는 전원 전압을 상승시킬 수 있다. 그림 4는 2.49k 외부 저항을 사용해서 ±40V까지 과구동 응답을 보여준다.
▲ 그림 4. 입력 전류 제한 저항을 사용했을 때의 과구동 동작
시스템 필요에 따라서 그림 5처럼 일련의 입력 과구동 전류 제한 회로를 사용할 수 있다. 최대 10k에 이르는 단일 외부 저항을 사용해서 LTC2358의 AC 및 DC 성능으로 영향을 미치지 않으면서 입력 전류를 제한할 수 있다.
▲ 그림 5. 제한 전류를 사용해서 아날로그 입력을 과구동
예를 들어서 10k 1W 입력 저항을 사용하면 ±100V 과구동에 이르기까지 입력 전류를 10mA 아래로 제한할 수 있다. 이보다 더 낮은 과구동 전력 소모에 더 넓은 입력 전압을 원할 때는 외부 전류 제한 저항 대신에 전류 제한 공핍 모드 N-채널 MOSFET을 사용할 수 있다. 예를 들어서 Microchip-Supertex의 한 쌍의 LND150 공핍 모드 N-채널 MOSFET을 서로 반대 방향으로 직렬로 배선하면 최대 ±400V를 견디면서 외부 피크 과구동 전류를 IDSS = 3mA(최대)로 낮추는 것이 가능하다.
Infineon도 BSS126(IDSS = 7mA(최대), 최대 600V까지) 같은 공핍 모드 N-채널 MOSFET을 제공한다. 안전 동작 구역(SOA)에 관해서는 MOSFET 제조업체의 데이터 시트를 참조한다. 이보다 더 낮은 과구동 회로 소모를 원할 때는 N-채널 MOSFET 소스와 게이트 사이에 추가적인 축퇴 저항(degeneration resistor)을 연결함으로써 피크 전류를 ±150㎃(최대)로 낮출 수 있다.
위에서 언급했듯이 VCC 위로 최대 10mA까지 과구동은 다른 채널들로의 아날로그 결과값에 영향을 미치지 않는다. VEE 아래로의 과구동에 대해서 동일한 수준의 견고성을 원할 때는 입력 전류 제한 회로로 다이오드 클랩프를 추가함으로써 입력 음의 스윙을 제한할 수 있다. 그러한 예로서 그림 5의 IN3에서 설명하고 있는 방법은, 1N4148 같은 표준 소신호 실리콘 다이오드를 사용해서 VEE보다 2.5V 높게 배선하고 있다. 음의 과구동 시에 이들 다이오드가 순방향 바이어스되 면 아날로그 입력이 VEE보다 2.5V – 0.7V = 1.8V 높게 클램프 된다.
이 방법은 1N4148 같은 실리콘 다이오드의 낮은 누설을 활용한 것이다. 아날로그 입력에서 곧바로 VEE로 SD101 같은 소신호 쇼트키 다이오드를 연결하는 방법은, 과구동 되는 채널로부터 다른 채널들로 누화를 개선하기는 하나 완전히 제거하지는 못하므로 권장하지 않는다. 쇼트키 다이오드는 누설 전류가 더 높으므로 아날로그 입력의 누설 전류로 곧바로 더해짐으로써 오히려 손해일 수 있다.
이러한 과구동 전류 제한 회로에 이 애플리케이션 노트의 다른 부분에서 설명하고 있는 필터나 전압 범위 스케일링 회로를 결합할 수 있다. 그러면 동일한 저항성 소자들이 과구동 전류를 제한하는 일을 하면서 또 아날로그 입력 신호를 정상 변환 범위 내로 필터링하거나 스케일링하는 일도 할 수 있다.
그림 5에서 보는 과구동 전류 제한 회로는 LTC2358의 전반적인 선형성, 이득, 오프셋 성능을 유지할 수 있도록 한다.
④ 고전압 아날로그 전원 핀은 스위처 친화적이다.
LTC2358의 고전압 전원(VCC와 VEE)은 전원 전압 변동 제거비(PSRR)가 DC로 130dB가 넘으며 동작 전압 범위가 넓다. 절대 공통 모드 입력 범위(VEE + 4V ~ VCC – 4V)는 고전압 전원을 어떤 것을 선택하느냐에 따라서 결정된다. 이들 전원은 접지를 중심으로 비대칭적으로 바이어스 할 수 있으며, VEE를 곧바로 접지로 연결할 수 있는 능력을 포함한다. 이처럼 전원 전압 범위가 범용적이고 PSRR이 높으므로, 고전압 전원 정확도 요구를 느슨하게 할 수 있으며, LTC2358이 VCC 및 VEE로 전원 리플을 견딜 수 있도록 한다.
LTC2358은 높은 주파수에서도 PSRR이 매우 우수하므로(100kHz에서 90dB), LT3463 같은 마이크로전력 스위치드 DC/DC 컨버터를 사용해서 단일 5V 전원으로 고전압 VCC/VEE 레일을 발생시킬 수 있으며 ADC 출력으로 잡음을 주입하지 않는다. 이 단일 5V 전원으로 LTC2358의 VDD와 LT3463의 VIN을 둘 다 구동할 수 있으므로, 전원 요구를 간소화하면서 보드 풋프린트를 소형화할 수 있다. 그림 6은 VDD = OVDD = 5V, VCC = 15V, VEE = -15V인 경우에 권장 회로를 보여준다. 다른 전원 전압 구성에 관해서는 LTC2358 및 LT3463 데이터 시트를 참조한다.
▲ 그림 6. 단일 5V 전원 동작
인덕터로부터의 자기 결합 간섭을 방지하기 위해서는 LT3463과 부속 소자들을 LTC2358의 디지털 측에 배치해야 하며 LTC2358로부터 떨어트리는 것이 좋다. LT3463에서 LTC2358로 스위칭 트랜션트 전류가 결합되는 것을 방지하기 위해서는 로컬 전원 바이패스 커패시터를 사용해서 레이아웃을 신중하게 계획해야 한다. LTC2358에는 단일 접지 플레인이 효과적이다. 각기 개별적인 아날로그 및 디지털 접지 플레인은 권장되지 않는다. LTC2358의 VDD 핀과 LT3463의 VIN 핀 둘 다로 바이패스 커패시터를 사용해야 한다.
그림 7은 이러한 단일 5V 전원 회로로 구성했을 때 LTC2358-18 출력의 FFT를 보여준다. VCC 및 VEE 노드에서 리플이 수 kHz에서 ~80mVP-P 및 ~50mVP-P 톱니파인 것으로 측정되었으며, 어떤 스펙트럼 피크가 검출되지 않았다. 선형 레귤레이터를 사용해서 VCC와 VEE를 제공하는 등가 회로와 비교해서 ADC의 성능이 영향을 받지 않는다는 것을 알 수 있다.
▲ 그림 7. 스위치드 모드 전원을 사용하면서 AC 성능을 유지한다.
시스템 내의 다른 어떤 곳에서 스위치 모드 전원을 사용한다면, 이 전원을 사용해서 VCC 및 VEE를 직접 구동하거나 또는 간단한 RC 필터를 거쳐서 구동할 수 있다. 기존의 스위칭 전원의 리플 주파수는 MHz 대에 달할 수 있다. 연구소의 시험에서는 LTC2358이 VCC 또는 VEE로 1MHz 주파수에서 50mVP-P의 사각파 리플을 잘 제거하며 ADC 출력 스펙트럼으로 6μV의 잔여 피크 톤만을 남기는 것으로 나타났다. 이 6V 톤은 대부분 애플리케이션에서 미미할 것이며, 원한다면 VCC 및 VEE로 간단한 50Ω/4.7μF RC 필터를 사용해서 완벽하게 제거할 수 있다(그림 8). |IVCC| < 9.8mA 및 |IVEE| < 9.8mA(최대)의 전원 전류는 이 전원 바이패스 RC 필터 네트워크의 50Ω 저항으로 500mV 미만의 낮은 전압 강하만을 일으킨다.
▲ 그림 8. 유연한 바이패스를 사용해서 잡음이 심한 고전압 전원으로부터의
모든 리플을 제거 할 수 있다.
⑤ 센서 또는 전류 검출 신호를 넓은 공통 모드 전압으로 증폭
LTC2358은 넓은 입력 공통 모드 범위에 걸쳐서 높은 CMRR로 임의적인 신호 스윙을 수용할 수 있으므로 애플리케이션 솔루션을 간소화할 수 있다. 실제적으로 많은 센서들이 높은 공통 모드 신호 위에다 얹어서 차동 전압을 발생시킨다. 그림 9는 LTC2358을 사용해서 이러한 타입의 신호를 디지털화하는 것을 보여준다. 증폭기 스테이지가 필요 센서 신호로 약 10V/V의 차동 이득을 제공하고, ADC CMRR이 불요 공통 모드 신호를 감쇠한다.
▲ 그림 9. 버퍼드 아날로그 입력으로 넓은 공통 모드 범위에 걸쳐서 10의 이득으로 차동 신호 증폭
이 회로는 이 ADC의 ±5V SoftSpan™ 범위를 채택하고 있다. ADC 입력들은 높게는 VCC – 4V = 27V 및 낮게는 VEE + 4V = -3V까지 스윙할 수 있다. 유의할 점은, ADC 입력에서 5VP-P 스윙이 사용할 수 있는 공통 모드 전압 범위 중에서 5V를 소모한다는 것이다. VCC > 7.5V 및 -16.5V < VEE < 0V로 VCC – VEE = 38V(최대)에 이르기까지, 특정한 애플리케이션에 따라서 어떠한 조합의 VCC 및 VEE 전압이든 사용할 수 있다. 그림 10은 이 솔루션의 CMRR 성능 측정을 보여준다. 상업적으로 출시된 가장 우수한 계측 증폭기와 맞먹는다는 것을 알 수 있다. 그림 11은 이 솔루션의 AC 성능 측정을 보여준다.
▲ 그림 10. 입력 주파수에 따른 CMRR (그림 9의 회로)
▲ 그림 11. I N+/IN– = 450mV 200Hz 완전 차동 사인파, 0V ≤ VCM ≤ 24V,
32k Point FFT, fSMPL = 200ksps (그림 9의 회로)
더 높은 값의 피드백 저항을 사용해서 이 증폭기 이득을 100으로 높일 수 있다. 그러면 ±50mV 차동 입력이 ±5V 스윙이 되므로 ±5V SoftSpan 범위인 ADC의 전체 동적 범위를 구동할 수 있다. LTC2057HV 초퍼 안정화 연산 증폭기는 최대 오프셋 사양이 4μV이다. 그러므로 외부 검출 저항을 통해서 작은 전류를 정확하게 측정할 수 있다.
그림 12에서는 LTC2358의 2개 채널을 사용하며 검출 저항을 통해 넓은 공통 모드 범위에 걸쳐서 전압과 양방향 전류를 동시에 검출하는 또 다른 애플리케이션 회로를 보여준다. 또한 검출 저항과 LTC2358 입력 사이에 2개 RC 필터를 삽입함으로써 전원이나 부하로부터의 스위칭 트랜션트를 제거할 수 있다.
▲ 그림 12. 넓은 공통 모드 범위에 걸쳐서 전압(IN0)과 전류(IN1)를
동시적으로 검출
Joe Sousa · Andrew Thomas, Clement Wagner of Analog Devices, Inc.
Mark Thoren, Design and Application Engineers, Linear Technology, now part of Analog Devices, Inc.
